RF 调试规范

RF 调试规范

DMR车载台RF设计调试目录..................................................................................................1 RX调试规范......................................................................................................................3 DMR车载台发射机系统设计调试说明…………………………………………………………………………………….31 FGU模块调试规范…………………………………………………………………………………………………………………..33

RX调试规范

参考文档引导，如车台、手台、中转台调试报告。

一．模块调试（按照TRD标准进行） 接收电路主要组成部分：

1、2级带通滤波器和低噪声放大器（BPF1 + LNA+BPF2） 2、混频电路（Mixer） 3、中频滤波（IF filter） 4、中频放大（IF amplifier） 5．本振放大（LO amplifier） 6、中频处理（IF processor） 1．1．调试前工作准备

①根据各个模块难易程度，合理制定调试计划，BPF1 + LNA+BPF2为接收的难点和重点，占用调试时间较多，可放在最先调试；

②准备调试所需资源：如射频线，物料，测试仪器；

③获取调试相关资料：如最新的TRD标准，原理图和位号图。 1．2．调试

BPF1+LNA+BPF2： 1) BPF1调试 2) BPF2调试 3) LNA调试

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4) 测试数据，参考TRD出相应模块数据。 ①插入损耗；

②可调范围：全频段所需要的电压范围（调试前阅读所选变容二极管的datasheet，掌握其线性范围）；

③杂散抑制（调试前使用杂散计算软件计算影响较大的几个杂散点）； ④增益及全频段的平坦度； ⑤3dB带宽； ⑥三阶互调截点； ⑦S参数：一般考虑BPF1 + LNA+BPF2整体的S11和S22，达到与前级LPF及后级MIXER更好的匹配。 Mixer：

主要电性能指标： ①混频损耗；

②三阶互调截点（增加本振幅度对IIP3影响测试数据）； ③隔离度（此项指标与本振幅度有关，观察在满足指标的需求上，本振幅度最高可达到多大，为后期本振调试提供参考）； 参考TRD设计，出相关数据。 IF Filter：（调试时参考晶体滤波器规格书） 主要电性能指标： ①插入损耗； ②带外抑制；

③带内波动（根据经验此波动会影响整机失真度）； ④带宽。

参考TRD设计，出相关数据。 IF amplifier： 主要电性能指标： ①增益； ②电流；

③最大输出信号； ③自激

参考TRD设计，出相关数据。 LO amplifier： 主要电性能指标：

①增益（偏低时影响灵敏度和互调）；

②电流（一般本振放大电流较大，调试时需要测试动态电流，保证电阻的降额设计要求）； ③谐波抑制；

参考TRD设计，出相关数据。 IF processor：

这部分调试主要为二本振调试（参考FGU调试），主要电性能指标： ①相位噪声； ②CV电压；

③杂散（带内和带外）； ④锁定时间； 环境测试：

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主要为高温，低温测试，调试完成后需要做此评估，防止在高低温条件下出现失锁问题。 参考TRD设计，出相关数据。 二．级连调试

1．1． 射频前端级连测试 测试框图如下：

主要电性能指标： ①增益；

②最大输出幅度（保证AD9864最大输入幅度<=-19dBm）； ③失真度；

参考TRD设计，出相关数据。

1．2． 整机指标逐级测试（只进行简单的灵敏度测试） ①AD9864（-105~-109dBm左右）；

②IF Filter（-120~-121dBm这里灵敏度基本与天线口一致）； ③MIXER（-113~-115dBm）； ④天线口。

参考TRD设计，出相关数据。

三．整机指标测试（按照产品规格进行）

测试项目（第一次测试可采用手动测试，方便增加测试项目）： ①灵敏度；

②信噪比和失真度； ③共信道抑制；

④杂散（可根据以往经验增加多的杂散测试点）； ⑤领道选择性； ⑥互调。

参考TRD设计，出相关数据。

四．参数一致性验证（每个单元电路都可以做一致性验证）

①模块验证：主要关注BPF1+LNA+BPF2和2LO两模块性能指标； ②整机指标一致性测试验证。

备注：关于参数一致性验证，当然是越多越好，但考虑人为改料，工作量太大，所以一般人为改料的话选择4-6块作参数一致性验证。 参考TRD设计，出相关数据。

五．环境实验（每个单元电路都可以做一致性验证）

在完成上述4个步骤操作，整机指标无明显问题的基础上可进行环境实验，主要为高低温实验，需要测试的项目有：

①高低温条件下，灵敏度和信噪比是否正常，主要检验2LO高低温下性能指标；

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②高低温之后，各个器件是否正常工作，简单测试灵敏度即可。 出相关数据。 细化

六．后续指标优化

优化思路：对存在问题的指标进行逐级测试，找出问题所在点，再根据理论知识优化TRD指标，从而达到系统指标的优化。

在整个问题查找过程中，掌握各个模块指标分配从而进行逐级测试至关重要，所以调试者调试之前若能对同等机型进行相关模块指标测试将会给后期的分析工作带来帮助，当然在此之前若能够进行指标模块分配分析将会使分析工作更加轻松。

DMR车载台发射机系统设计调试说明

孙红业，李巍

政府与行业终端产品线 DMR车载台 摘要：发射机系统是无线通信设备的重要组成部分。本文以DMR数字车载台发射机系统为对象，首先对DMR 协议标准作了简单介绍，重点阐述DMR数字车载台发射链路指标分析分解、发射机电路组成、工作时序以及发射主通路设计与调试、主要指标的分析思路和调试方法等，并对各指标调试方法给出了案例分析，旨在使读者对发射机系统工作原理和设计调试方法有一个整体认识，同时对各指标调试分析方法有更加具体的理论分析和经验总结以便使读者更快开展工作。

关键字：DMR发射机，DMR协议，车载台

DMR Mobile TX Design and Debug Method

SunHongye, LiWei

Abstract: (省略)。 Keywords: (省略)。

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第一章 DMR标准简介

一、综述

DMR 是由欧洲电信标准协会 (ESTI) 制定的基于TDMA技术的开放性数字无线通讯标准。该标准支持语音通讯、数据传输等服务，涵盖常规和集群两种运营模式，是目前市场上最成熟的数字技术之一，是希望部署全新数字通讯系统或将其现有模拟通讯系统升级为数字的各类用户（商业用户、专业用户和公共安全等）的明智之选。 DMR的标准分为三个等级：

１）Tier１：主要用于低成本的DPMR446产品，使用免费频段，面向民用市场。只能用于直通方式，采用FDMA技术。

２）Tier2：主要用于实现常规通信（支持直通和中继方式）的产品，面向专业市场。采用TDMA 2 Slot技术。

3）Tier3：主要用于集群和同播系统中应用的产品，面向专业市场。采用TDMA 2 Slot技术，支持网络管理和控制。 二、DMR空口协议

1）DMR协议架构如图1所示，

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图1 DMR协议架构

2）物理层（PL）

空中接口1层是物理接口层，它处理由发射或接收的比特组成的物理突发。物理层包括以下功能: - 调制和解调； - 发射和接收转换； - 射频特性；

- 比特和符号定义； - 频率和符号同步； - 帧构建。

3）数据链路层（DLL）

空中接口2层是数据链路层，它处理逻辑连接，且隐藏上层的物理媒介。数据链路层包括以下功能：

- 信道编码（前向纠错，CRC校验），交织，解交织和比特定义； - 确认和重传机制；

- 媒介接入控制和信道管理； - 帧，超帧的构建和同步； - 突发和参数定义； - 链路寻址（源或目的）；

- 与物理层的语音应用（语音编码数据）接口连接； - 数据承载业务；

- 与呼叫控制层交换信令和用户数据. 4）呼叫控制层（CCL）

空中接口3层是呼叫控制层，它仅适用于控制平面，是DMR所支持的业务和设施的一个实体，位于空中接口2层功能之上。呼叫控制层提供以下功能： - 基站激活/去激活；

- 呼叫建立、保持和终止； - 个呼或组呼的发射和接收； - 目标寻址（DMR ID或网关）；

- 支持固有业务（紧急信令、预占优先、迟后进入等）；

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- 通知信令.

5）DMR 突发和帧结构

- 一般突发结构由两个108比特的有效载荷域和一个48比特的同步域或信令域组成。 - 每个突发总长为30毫秒，但264比特的内容长度只有27.5毫秒，使用216比特的有效载荷，足以传送60毫秒的压缩语音。

6）DMR 移动台TDMA帧结构

呼入信道上，有一未用的2.5毫秒的保护时间（Guard time）介于突发间以允许功放偏置和发送延迟。

7）DMR 基站TDMA帧结构

呼出信道上，介于突发间的2.5毫秒用于公共通播信道（CACH），它携带TDMA帧编号，信道访问指示，和低速信令。

8）DMR 语音突发结构

• 每个语音突发包含216比特的压缩语音数据。这216比特压缩语音数据分为2组，

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每组108比特，放在帧同步或嵌入式信令的两侧。这216比特的压缩语音数据包含60ms的原始语音，并逐位标记为V(0)～V(215)。

• 除了压缩语音数据外，语音突发的中间部分也承载了內嵌信号（EMB域+內嵌信号）

或帧同步。

9）DMR 语音超帧结构

一个语音超帧包含6个突发，共360毫秒。完整TDMA超帧在语音信息时间内重复。 一个超帧的突发用字母A到F指定。突发A是一个超帧的起始，且总是包含一个语音同步图样。突发B～F的中间携带的是嵌入信令。

10）DMR 数据突发结构

每个数据控制突发包含196比特的有效载荷信息，48比特的同步或嵌入式信令信息和20比特的时隙类型信息（用来定义196比特信息位的意思）。

11）DMR CACH突发结构

• CACH仅存在于呼出信道上。该域为突发和低速数据提供成帧和接入信息。该信道并

未连到信道1或2上，而是两个信道之间的公共信道 。

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•

每个CACH突发中的24个位中，有4个信息位和3个奇偶校验位专用于成帧和状态。这些位被称为TDMA接入信道型（TACT）位，用一个汉明(7,4) FEC码加以保护。每个CACH突发的剩余的17位承载CACH信令。CACH未为该信令提供FEC。

12）DMR 单独呼入RC突发结构

单独呼入RC突发允许移动台在直通模式下在呼入信道上向BS或直接向另外一个移动台发送RC信令。该突发将一个48位RC SYNC字和一个48位嵌入式信令域联合置于单突发中 。

13）DMR 呼出RC（反向信道）突发结构

嵌入式呼出RC突发允许BS在呼出信道上向处于通信信道的移动台发送RC信令。该突发将RC信令置于一个单嵌入式48位EMB/LC域中

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14）DMR TDMA通信信道类型

三、DMR语音业务

DMR语音业务包括以下几种：

1. 单呼（无确认单呼和CSBK带确认单呼） 2. 组呼

3. 无地址语音组呼

4. OVCM（ Open Voice Channel Mode）语音业务 5. 全呼 6. 广播呼 7. 迟后进入 四、DMR数据协议

1）DMR数据包协议包含的数据传输类型如下： - 不带确认数据传输；

- 带确认数据: 数据传输/响应数据传输。 2）数据包协议支持的数据业务有： - IP业务；

- 短数据业务；

- 源数据（raw data）；

- 状态消息（status/precoded data）； - 定义短消息（defined data）。

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3）数据包分解和组装

• 空口协议携带的IP数据包可通过空口进行分解和组装，纠错和解错，带确认呈送。 • 首先，一个大于最大长度值的IP数据包会被切分成数个片段。 然后，每个片段形

成一数据包，其包括一到两个数据头块和一系列数据块（由从1到m）。每个数据块受其FEC编码保护。 IP数据报的传输可采用单时隙或双时隙。

第二章 车台发射机系统组成及工作原理

一、发射机原理框图

车台在DMR系列中有两个突出的特点，既要兼顾手台的移动功能又要做到中转台的大功率远距离通话，这就对车台各个模块及其整机的设计提出很高的要求，同时对它的结构、散热和功放的合成方式提出了高的要求，发射又是车台核心的部分之一，所有了解、熟悉和掌握PA部分的调试方法尤为重要。下面我们介绍一下发射机的原理，

B+2SB11329V3AGain:10 dBInsertion Loss<-0.3 dBTx/Rx SwitchTx_PORTMatch9V3ATXCInsertion Loss<-0.8 dBANTGain:16dBGain:-6 dBGain:15 dBGain:11.dBTX_LO3 dBmAttenuato-3 dBmrBFG540WFirststageMatchMatchMicrostrip MatcherRx_PORTRD01PreDriver13.dBmRD07Driver28.dBm38.5dBm7WPD85035SFinalstageB+Pad SwitchHarmonicFilterMicrostrip DualDirectional Coupler47.35dBm54W48.45dBm70WForwardDetectorReflectDetectorFinal_biasVGGAPCTemperature compensationREV_TEMP_DETTEMP_DETHigh Temp Protection9V3A 发射原理框图 发射机主要由以下电路组成：

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1）功率放大电路：功率放大电路通过4级放大将TX_LO信号放大到系统要求的至少45W发射功率。其中第一级为固定增益的缓冲放大，第二级由LDMOS RD01MUS1组成增益可调的预推动电路，第三级由LDMOS RD07组成增益可调的推动电路和末级由两个LDMOS PD85035S组成的固定增益末级放大电路，输出70W功率，再经过收发切换开关和由多阶切比雪夫滤波器构成的谐波抑制器到天线发射。

2）功率控制和保护电路：主要是通过APC来实现数字和模拟模式下功率的稳定性、过热保护、失配保护等。考虑到高驻波可能会引起功放自激，而自激烧管存在瞬时烧管的特点，因此VSWR保护采用硬件保护，减少反馈时间，实时对功放进行VSWR保护；温度保护采用软件保护，最低输出功率为5W，保证客户在极限条件下使用仍有一定的通信距离。 3）天线开关电路：利用PIN开关二极管（由于ＰＩＮ二极管工作时，没有对射频信号检波特性）实现发射接收切换。

４）低通滤波器：抑制谐波的低通滤波器是一个由集中参数电感和电容构成，通过这个滤波 器可以在一定的带内波动性能条件下，尽可能地提高对阻带内谐波杂散信号的衰减作用。

５）功率检测电路：功率检测电路采用定向耦合器来实现对前向功率和反向功率的检测。

第三章 发射机指标分解及设计调试说明

马克思哲学中方法论中很强调“分析综合”的思想，遇到问题既要用分析的方法，化大为小，化整为零，各个击破，同时又要用综合的方法，梳理重点，总结经验。根据分析综合的思想，对发射机系统进行细分，得出TRD指标分解集合，并针对关键指标给出设计调试方法和实例分析。

一、发射机TRD指标分解

发射部分整机主要指标如表所示， 1）主放大通路TRD指标

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2）指标补充

-- 各级放大杂散（谐波和杂散）； -- Driver（RD01 vs RD07 工作电流）；

-- 末级功放输出（低通滤波器前）谐波； -- 天线开关发射/接收隔离度； -- 温升曲线； -- 器件发热测试；

-- 高低电压（10.8V-17V）不同VSWR（3：1、4：1、5：1、Open、Short）全相位自激杂散测试及功率；

-- 高低温输出功率、杂散

-- EMC指标（发射谐波/接收本振泄漏/USB辐射）；

二、功率放大电路设计方法及调试说明

功率放大器设计方法根据功放管制造工艺（BJT、LDMOS、VDMOS等）、输出功率大小、是否有器件大小信号模型、是否有工作带宽功率等指标Demo版等条件的不同，设计方法和思路也会有相应调整。

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C986C970C983C985220p180pC973C972C974C971C98422p82p120p150p100pR8781068p100pC975120pC976150pC977C982180p270p21C0603C0603C0603C0603C0603C0603C06032C8251200pFC885470pC0603C0603C0603C0603C0603C0603C909C889C913C888C85547pF0.15u1200p0.1uF47p1R1206L801BLM41PG600SN12L18061L803BLM41PG600SN1L1806L812BLM41PG600SN12C80647pC1206C953100pC954470pC959C9791200p 220pC0603C0603C8214pL18061C815820pFw=3mm,L=5.5mmZ=8欧C988NCC0603L83532313010300003TC839820pFC810NCC0805C0805R812Gate_1L804C0603C0603C1206C0603C0603C0603NC4T/27nHC964C0805C820R807820pFC83382pF4.7C080539pFR1206R8044.74TMPAR1206C841C8330C1206C1210Q802R806100pFNCPD85035S-E24.7R1206L818BLM41PG600SN1L1806C0603C06031C823NCR813R12064.7R8184.7R1206R860NCR1206R8614.7R1206R1206C961820pFC1210C842NCC1210C831NCC819100pFC1206C83239p2Q803PD85035S-EPD85035S-EC0603C840C0805NCC0805C812C1210PD85035S-E82pFGate_2C1210C1206C1206C882NCC1206Mini case compatibleC987NCC876C879L809NC4pF5T/nHL80821C893C1206C06031200pF4T/22nHD801C1206C1206C1210C1210C1206C836L0603C874C835C870C8344TMPAMA4P12505TM12pNC27pF27pFNCMA4P1250L816C121011T/113nHL817C1210C1206C1210C1206C824NCC856100pFC850470p11TMR821C1206335T/nHC85122p5TMC1206R82533R2512TP809L0603C849NCc0603R2512L807100nHC817470pF133C1210C84647pFC860NCC0603C828NCC0603L83032313010300004TFinal_biasC859C0805C08052L815BLM18AG601SN11TP806Final_biasR8591kR06031TP30C892220pC886c0603NCC887220pR120651R85551R1206TP30TP807APCTV_APCGate_19V3AC869NCC0603GNDMTG3_D6MTG3_D6MTG3_D6MTG3_D6MTG3_D6MTG3_D6TP8089V3ANCC0603L83432313010300003T11c0603c0603R0603TP30L802BLM41PG600SN1C9910.1uFc0603C9901000pC992100pL821BLM18AG601SN112C8680.1uVGGc0603C904NCc0603Q8102SB1132c06033R926TP60NCR0402APC_COMP22w=3mm,L=3mmZ=8欧L8198T/47nC8540.1uC853220pR8648TML8201uHC8290.1uFC845220pR87747K31L1806C80710u/25V3L8318TMc0603C949c0603560pNCc08051Q804RD07MUS2BR826L0805820pR0603R828820pR0603R900820pR0603C872120pFR829C060382L822L0603BLM18AG601SN1R8311kC1206L827TX39nHC8634700pFR8814.7Kc0603c060311C86747pNCC866R08050L823560pL0603C86518nHC864470pFR0805C809220pR82422nHR0805Q811DTC114EE2R04022SB1132R8804.7KL0603R830472R0402R896NCC8731500pc0603C0603RD07MVS1C0603C96018nHL82910nHC87139pC0603L0603R827270c060313C0402R04022DTC114EEC843L826c0603470pF33nHR0805C0603Q805c0603C805C0603RD01MUS115pR0603R879R0603NCR0603RD01MUS1R83582c0603L0603C878220pR84520KC826L0603L814c060356p10pFR803L8051.2K47nR8023.3KC8081500pTP803LOC822470p2R0603C881NCR844R8435.6K10kC8800.047uFC877R846R0603220p10Kc0603R89824C844L0603NCR0603R897220c0603c0603c0603c0603L825R0603L824R0603R0603R0603BLM18AG601SN1BLM18AG601SN1c0603R0603R805C813R0603L0603C814NCNC247pc0603R0603c0603R808C81827Q801100pR811BFG540WR0603330c0603c0603R899220R862C811BFG540WNC011R80930L81147nHR814R0603180TP60R810C0603180114322VGGR0603Final_biasR0603c0805R08059V3AR0603L0603R0603TP812R0603REV_TEMP_OUTR87411VGGTP811driverTP60L0603L060331Q812DTC114EE31REV_TEMP_DET1KR875R0402TP3033KR8678.2kSW1PAD SWR0402R04022Q8132DTC114EEDTC114EEDTC114EER868swpushNC是否要加分压电阻R04021TX_LOR8589.1k1111111R856Gate_2M6M5M1M2M3M4 功率放大电路通过4级放大将TX_LO信号放大到系统要求的至少45W发射功率。其中第一级为固定增益的缓冲放大，第二级由LDMOS RD01MUS1组成增益可调的预推动电路，第三级由LDMOS RD07组成增益可调的推动电路和末级由两个LDMOS PD85035S组成的固定增益末级放大电路，输出70W功率，再经过收发切换开关和由多阶切比雪夫滤波器构成的谐波抑制器到天线发射。

⑴、输入级：VCO给出的发射本振≥3dBm的信号经过6dB∏型衰减网络进入由BFG540W组成的固定增益16dB的缓冲放大。

⑵、预推动级和推动级：由缓冲放大提供的约13dBm的RF信号进入由RD01MUS1组成的低功率放大器，输出约27.5dBm的功率；再经过RD07组成的推动级将信号功率提升至38.5dBm输出给末级功放，此两级的增益均由APC控制其栅极电压来动态调整，以保证发射电路输出功率的稳定性，供电为9.1VA_TX。

⑶、末级功放：末级功放由2个PD85035S组成固定增益为10dB的高功率放大器，由电池直接供电，输出功率约为48.5dBm；由于功放由双MOS组成，所以在其前和其后分别有分叉匹配电路和合并匹配电路。

⑷、天线切换开关：由9V1A_TX控制的PIN二极管MA4P1250组成，衰减小于0.5dB。 2、车台接口定义、电源控制、逻辑使能及周边电路：

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1）车台接口定义如下： 接口名称 TX Final_bias TV_APC REV_TEMP_DET TEMP_DET 作用 收发切换开关 基带接口 OMAP GPIO6（车台） 接口所属器件及pin位 OMAP5912ZZG Pin19（车台） TLV5614IPW Pin12 TLV5614IPW Pin11 TLV320AIC29IRGZR Pin17 TLV320AIC29IRGZR Pin15（车台） 末级功放偏置电压 DAC OUTC 发射功率APC控制 DAC OUTD 反向检波及温度保护误差电压输出 CODEC AUX1 功放温度检测输出 CODEC VBAT（车台） 注：车台温度及VSWR保护均可通过REV_TEMP_DET来控制实现，TEMP_DET仅为备用方案。

2）电源控制： B+(13.6V) 9V3A 3）逻辑使能及周边电路： 接口名称 TX(车台) DISCHARGE-SW-TX PS-APC 逻辑电平 1 ON ON ON 逻辑电平 0 OFF OFF OFF 功能说明 末级功放供电 缓冲、推动供、推动、APC电路及温度检测电路用电 2、 功率控制

1）Final_bias主要对发射功率进行初步调试，使末级功放在其正常的范围内工作； 2）TV_APC/ APC/TV1主要根据功率模式设置，输入电压高低，输出天线匹配程度以及整机工作温度等来确定输出功率的大小，它是通过控制功放的推动级来决定输出功率的大小。 电路接口 车台 Final_bias 发射末级功放静态偏置调节 (Final RF PA Bias) TV_APC 发射功率细调 (Transmit High/Low Power) 暂按4096等分,即12位,每调一次软件值变12化16（2/256） 暂按4096等分,即12位,每调一次软件值变12化16（2/256） 5V 3.6V 项目 步进说明 最大输出 默认输出 5V 1.5V 3、 谐波抑制电路

谐波抑制电路：抑制谐波的低通滤波器是一个由集中参数电感和电容构成，通过这个滤波\\可以在一定的带内波动性能条件下，尽可能地提高对阻带内谐波杂散信号的衰减作用。

4、 ACTP电路

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5、 温度保护 车台热保护：

车台通过一热敏电阻作温度感应器，把温度转换为电压REV_TEMP_DET(手台则是温度传感器IC上所产生的Tem-lev电压)，并送至软件处理，当机器温度过高时，软件控制发射功率控制电压APC 使得发射功放变低，从而起到保护功放不因温度过高而损坏。

车台温度保护算法 1) 名词说明：

APC-DSP ---------------软件内部APC，初始值为当前功率对应的APC，为调测值； MINI APC-VSWR&TEMP Protect ---VSER & TEMP保护时最小APC值，此值为5W功率对应的APC值；

TV_APC---------------D/AC将软件输出的APC-DSP转换为自动功率控制模拟电压APC； REV_TEMP_DET---------VSWE误差电压及温度检测电压，此两电压中最大者将先起控；

REV_TEMP_DET-last-------上一次检测到的REV_TEMP_DET电压，初始值为0V,需要放到寄存器以备调用。

TEMP_DET-------------中转台温度检测电压 Pf_DET-------------中转台前向功率检测电压 Pr_DET-------------中转台反向功率检测电压

2) 当检测到有失配或温度过高时，TV_APC值将会被修正，公式如下：

TV_APC = APC-DSP - REV_TEMP_DET

当检测到失配消除或温度下降时，同样TV_APC值将会被修正，直到TV_APC返回到

合理的TV_APC。

TV_APC = APC-level-3dB （中转台） 3) 软件处理流程图：

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PTT OnRead REV_TEMP_DETREV_TEMP_DET>REV_TEMP_DET-lastNOREV_TEMP_DET=REV_TEMP_DET-lastNOTV_APC= APC-DSP+(REV_TEMP_DET - REV_TEMP_DET-last)YesTV_APC= APC-DSP - REV_TEMP_DETYesYesTV_APC = APC-DSPTV_APC<=Mini APC-VSWR&TEMP ProtectNONOTV_APC >APC-DSPYesSet TV_APC= Mini APC-VSWR&TEMP Protect设设 TV_APC= 设设设Output TV_APCNOPTT Off?YesEND车台功率保护流程

当PTT ON之后10ms开始检测，每10ms检测一次，每四次取平均值作为REV_TEMP_DET。

6、 VSWR保护 VSWR保护：天线端口前有定向耦合器，通过定向耦合器耦合出前向功率和反向功率，然后前和反向功率通过肖特基二极管检波得到前向和反向电压，前向和反向电压经过运算放大器，得到和驻波比成一定函数关系的电压，此电压经过二极管和电阻分压网络后进入MCU ADC；MCU得到不同时间的检测到的电压值△VSWR_TEM，软件进行延时处理，避免误判断；如果软件判断环境恶化达到了保护条件，软件记忆前四次检测值与当前检测值进行均值处理，从保证输出功率收敛； 然后用原先设定TV_APC电压（控制输出功率）减此差值，得到新的TV_APC电压，不同的驻波比，保护后设定的输出功率不同；驻波消除后，TV_APC值恢复正常。其中，二极管开启电压决定了VSWR保护开启门限。

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定向耦合器设计

摘要：本文简要介绍了定向耦合器的基本概念；对其在无线车载台和对讲机中的应用作了分析。至于具体在设计中的应用，还需要通过实践来分析和验证。 1. 定向耦合器基本特征：

Port1

Port2 Port3 Port4

其中port1为输入端，port2为输出端口，port3为耦合端口，port4为隔离端口。

如上如图所示，定向耦合器为四端口元件。输入的射频功率从port1注入，然后绝大部分通过port2输出给负载（如天线），在这个传输的过程中，有一小部分射频功率耦合到port3（这部分功率可用来监测前向功率的大小），还有及其微小一部分泄露到port4（可忽略不计），如果考虑到微波传输线的损耗，从port1注入的射频功率，还会在传输线上面产生热损耗。 2. 定向耦合器的基本参数 耦合度：

表示从端口１输入的功率和被耦合到端口３部分的比值。 表示为：耦合度（Ｃ）＝１０×ｌｏｇ（Ｐ１/Ｐ３） 插入损耗：

表示从端口１到端口２的能量损耗。

表示为：插入损耗（ＩＬ）＝１０×ｌｏｇ（Ｐ１/Ｐ２） 隔离度：

在理想的定向耦合器中，端口４是没有功率输出的，而实际上总会有一些功率从这个端口泄漏出来，这就是隔离度的指标。

表示为：隔离度（Ｉ）＝ １０×ｌｏｇ（Ｐ１/Ｐ４） 方向性：

端口３的输出功率和端口４输出功率之间的比值定义为方向性。 表示为：方向性（Ｄ）＝１０×ｌｏｇ（Ｐ３/Ｐ４） 耦合度，隔离度和方向性之间的关系为： 隔离度（Ｉ）＝耦合度（Ｃ）＋方向性（Ｄ）

7、 热稳定性 RF 功率器件在正常工作时有很大一部分能量以热的形式耗散掉，如果这部分耗散热能没有及时传导和辐射出去，那么RF 功率器件的可靠性将会大大下降。无线通信中的中转台发射机的可靠性以及性能很大程度上与发射机的热设计息息相关。本文从RF 功率器件实际使用的角度，对射频功率器件在使用时的热计算和热分析进行了探讨。

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表贴RF 功率元件基本模型

Fig. 1 表贴RF 功率元件基本模型

从Fig. 1 可以看到，影响RF 功率器件耗散功率传导的主要因素有：

Rjc：半导体数据手册上一般都会给出，一旦器件选定，该数据随之而定。器件的效率：半导体数据手册上面一般都会给出，一旦器件选定，该数据随之而定。PCB 热设计：主要是基于PCB 板厚，散热孔，散热面积方面的考虑，在制造商的应用 案例中或者数据手册中一般都会推荐PCB Layout 的注意事项。散热块：受

产品铝壳结构外观的限制，铝壳的散热面积、铝壳材料的热导率是决定性因素。

热功率的计算

根据能量守恒定律，RF 功率器件在工作状态下，最终耗散的热功率为：P（actual，oper.）

= P（DC）+P（RFin）-P（RFout）

在实际使用时，耗散的热功率还应该考虑包括射频功率链路上因失配导致的反射功率，以及实际匹配元件和射频传输线的损耗功率，即完整的耗散热功率计算公式应该为：P（actual，oper.）= P（DC）+P（RFin）+P（Rrflect）+P（Tloss）-P（RFout）通常，为了便于分析和计算热功率，用电子线路来类比热功率传输途径是一个普遍和有效的方法，如Fig. 2 所示：

Fig. 2 热功率环路模型

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Fig. 2 中各参数意义如下：

PD：需要耗散的热功率Tj：RF 功率器件的结温，在器件的数据手册中有此信息。Rjc：junction-to-case 的热阻，在器件的数据手册中有此信息。Tc：器件case 的温度，受制于工作环境和可靠性要求Rcs：器件case 到heatsink 的热阻，受制于PCB 板材以及PCB layout Ths：heatsink 的温度，受制于工作环境和可靠性要求Rsa：heatsink 到环境的热阻，受制于铝壳散热材料，铝壳散热面积Ta：环境温度，取决于产品的工作温度和环境类比的结果，可以用表格 1 来区别。

热路 温度T(℃) 耗散功率Pd(W) 热阻Rth(℃/W) △T=Tj-Ta=Pd× Rth-ja △U=U1-U2=I×R 表格 1 热路和电路的类比

实际中，为了便于分析问题，通常将热路的欧姆定律表示如下：

Pd = - 1/ Rja ×（Ta-Tj） 其中Rja=Rjc+Rcs+Rsa，蓝色字体

两项在器件选型确定之后，就只能由设计来确定。那么根据上面的公式，可以得到如下耗散功率和温度的关系

电路 电压U(V) 电流I(A) 电阻R(Ω)

Fig. 3 耗散热功率和温度的变化关系

从Fig. 3 可以看到，Rcs+Rsa 两项越小的话，器件允许耗散的功率越大，对可靠性设计的要求就越大，也就是说对铝壳材料以及散热面结（Rsa）以及PCB 设计（Rcs）的可靠性设计要求就越高。从铝壳材料选择以及结构设计和PCB 设计角度来讲，就会增大这三个方面的成本。

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另外，从Fig. 3 中可以看到，当温度升高的时候，器件的允许的耗散热功率会下降，也就是说当器件在高温环境下工作的时候，需要有足够的耗散热功率余量，那么就需要对耗散热功率进行降额设计，Fig. 4 是一个典型的功率器件耗散热功率的降额曲线，图中的信息表明，当Ta 环境温度超过25 摄氏度时，该功率器件允许的耗散热功率就会下降，因此在进行功率分配和预算的时候，就必须根据产品的最高工作环境温度进行降额设计。

在实际中，热设计是一个富有挑战性的工作，不但包括功率分配和预算，还包括要想法设法减小Rca ，也就是从铝壳选材、铝壳设计以及PCB 设计等方面入手进行，确保功率器件的Tj 在规格要求之中。

一般而言，半导体器件的使用寿命，可靠性，以及工作性能都与Tj 密切相关，经验表明：在100 摄氏度的时候，温度每升高10 摄氏度，半导体器件的寿命就会减小一半。

Fig. 4 典型耗散热功率降额曲线

实际的Rca 的计算公式为：Rca≦[（Tj（max.，oper.）-Ta（max.））÷（Pd（actual，oper.）×Duty Cycle）]-Rjc 参数说名如下：

Rca：决定铝壳选材以及铝壳的设计和PCB 设计。Tj（max.，oper.） ：实际工作状态下的最大结温，略小于Tj（max.）Pd（actual，oper.） ：实际耗散的热功率，可以通过计算获得。Duty Cycle：在持续发射时，Duty Cycle 为1，对于工作在TDMA 模式下的发射机而言

Duty Cycle 小于1，实际取值取决于具体的TDMA 空中协议。这个数据可以在相关规范中找到。对于DMR 发射机可靠性设计而言，这个数值取1 进行计算。对于GSM 发射机，Duty cycle取0.13。

Rjc：功率器件的工作结温，在数据手册中有这个信息。

实例计算

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下面将以ST 的PD85035S 为实际例子来进行计算。从其规格书中Fig. 5 可以看到如下信息：Rjc=1.0℃/W Tj（max.，oper.）=165℃ Pd（max.，oper.）= 95W @ Tc=70℃ 通过上述数据，我们可以得到PD85035S 的耗散热功率的降额曲线以及降额系数。 备注：根据Pd-T 的一次函数关系，（165℃-70℃）/95W=1.0℃/W，我们也可以推测出， 制造商如何通过实验测试得到Rjc 的数据。对于耗散热功率降额而言，降额系数我们可以根

据Pd-T 的关系确定，例如Tc=85℃，

那么就可以得到在Tc=85℃时的Pd=80W，也就是说，最大的耗散功率不能超过80W，此时的降额系数为80W/95W=0.84。 实际中，P（actual，oper.）= P（DC）+P（RFin）+P（Rrflect）+P（Tloss）-P（RFout）， 为了计算分析简便起见，暂时忽略蓝色字体部分，可得：P（actual，oper.）=35W/0.5+3W-35W=38W ，小于降额之后的80W，实际降额系数为

0.4，此时Tc=165℃-38W*1.0℃/W=127℃，也就是说当功率管的效率最差为50%，在输入3W的RF 功率，输出35W 的RF 功率时，Tc 的温度可以达到127℃，Ta 的温度当然可以更高，也就是正常工作时，Ta的温度最大可以达到127℃。

备注：按照功率管最小的工作效率50% ，输入功率为3W 计算。将38W 代入下式，可得：Rca≦[（Tj（max.，oper.）-Ta（max.））÷（Pd（actual，oper.）×Duty Cycle）]-Rjc Rca≦1.11℃/W 备注： 1 1. Ta（max.）=85℃

2 2. Duty Cycle =1 ，在GSM 中Duty Cycle =13% ，在DMR 中Duty Cycle=？

也就是说，如果要保证功率管在Ta（max.）=85 ℃的环境中正常工作，我们必须使得Rcs+Rsa≦1.11℃/W，亦即功率管的接地面（case ）和铝壳之间的热阻必须小于1.11℃/W， 才能将38W 的热功率耗散掉。

结论 PD85035S 单管在输出35W 功率，输入3W 功率，最差效率为50%的时候，可以可靠工作在Ta（max）=85℃的环境中。

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Fig. 5 PD85035S 的耗散热功率和热阻数据

特别提示：

由于功率管的case 和接地面就是功率管的GND，因此在进行热设计的时候，必须关注如下问题：

1 1. 铝壳接地面的平整和光滑，有助于减小Rca

2 2.如果在接地面和铝壳之间涂抹散热油，必须关注在高温下，散热油对铝壳的化学侵蚀和氧化作用，这将会影响功率管的RF 性能

3 3.在接地的时候，必须确保机械性能是OK 的，经得起机械应力。

定向耦合器+低通滤波器 根据已经评估的MD610 车台3 级LPF 和定向耦合器测试结果可知，V/U 段插入损耗最大为0.7dB，这里考虑集总元件的批次误差和微带线的工艺误差，考虑到中转台为4 级LPF，引入1.0dB 的余量，可得48.5dBm（70.8W）。

另外，考虑LPF 调测时的最大VSWR=1.5（S11=-15dB），引入0.15dB 的传输损耗，至少要末级功放匹配电路输出70.8（1-0.033）=73.2W（48.65dBm）。 考虑末级功放匹配电路的损耗0.2dB，那么两个功放管（PD85035S）至少输出48.85dBm（76.7W）功率。

末级功率管的工作状态确定

如果要求发射机工作在Ta=65℃的环境中，根据ST 热分析评估结果Rca≈2.0℃/W。 那么Tj（max）=Tc+Pdiss*Rca=70+95*2=260℃，很显然，已经超过了规格的Tj（max.）=165℃的限制，此时管子的工作效率只有大约28.7%，需要进行降额设计。 考虑实际工作时的Tj=165-20=145℃，Ta=65℃，那么根据Pdiss=（Tj-Ta）/（Rjc+Rca） =26.7W，也就是说末级功率管单管的功耗最大只能为26.7W。 单个管子要求输出

76.7W/2=38.35W，那么此时的效率应该为58.95%。 可见功率管工作效率必须为58.95%

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时，才有可能使得其工作于Ta=65℃的环境中。 通过之前的功放评估，要使得功放管输出38.35W 的射频功率，要求至少有2W（33dBm） 的射频推动功率，考虑2dB 的余量，可得35dBm。

推动级功率管的工作状态确定

现在的推动级确定为RD07，要求推动级输出至少35dBm 的射频功率。

同样，发射机工作在Ta=65℃的环境中，RD07采取PCB 和铝壳散热方式，参阅RD07 的datasheet[4]的热功率降额曲线可得Rja= （150-25）/50=2.5℃/W，此时

Tj=Ta+Pdiss*Rja=65+34*2.5=150℃，正好等于RD07 的Tj（max），因此需要进行降额设计，来保证推动级功率管RD07 可靠工作在65℃的环境中。

Fig. 6 RD07 的热降额曲线

考虑到末级功放功率分配电路的损耗，引入0.5dB 的余量，RD07 匹配实际输出至少应该为7.2W（38.6dBm ）才能满足要求。

热降额之后，RD07 实际工作时的Tj=150-20=130℃，Ta=65℃， 那么根据Pdiss=（Tj-Ta） /Rja=（130-65）/2.5=26W，那么此时RD07 的工作效率至少应该为7.2/（26+7.2）=21.68%，可见RD07 的实际效率至少为21.68%的时候，才能保证RD07 工作于Ta=65℃的环境中输出 7.2W 的功率推动末级功放。

根据之前对RD07 的评估，RD07 至少应该有27.5dBm 的输入功率时，才能保证其输出40dBm 的功率，而此时的效率为60.7%，根据实际评估结果，RD07远远满足降额需求。

预推动功率管的工作状态确定

预推动的方案为RD01，由以上的分析可知，要求RD01 输出至少27.5dBm 的功率。

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考虑到RD01 匹配损耗，给予1dB 的余量，要求RD07 输出28.5dBm 的功率。从RD01 的datasheet[5]中，我们可以看到其热功率降额曲线如图Fig. 7 所示。同样RD01 采取PCB 和铝壳结合的散热方式，从Fig. 7 可以读出Rja（max）=（150-25）/3.6=34.7℃/W，对于Ta=65℃时，Tj（max.）=Ta+Pdiss*Rja=65+34.7*2.45=150℃，正好等于Tj（max），因此，需要对RD01 进行降额设计，确保其可靠工作在Ta=65℃的环境中。

Fig. 7 RD01 的热降额曲线

考虑RD01 实际工作时的Tj=150-20=130 ℃，Ta=65℃，那么Pdiss= （130-65） /34.7=1.87W，那么此时的RD01 的效率应该为0.71/（0.71+1.87）=27.52%，可见至少应该使RD01的实际工作效率为27.52%时，才能保证其工作于Ta=65℃的环境中输出0.7W的功率。

根据对RD01 的实际评估结果，RD01 在输入10dBm 的时候，就可以保证30dBm 的射频输出功率，而且其效率至少可达40%以上，因此RD01 远远满足要求。

8、 发射频谱杂散

自激振荡问题是功率放大器设计中的头痛问题，“功放设计工程师遇到了自激，噩梦就开始了”，解决自激问题，首先要分析清楚引起自激问题的原因。

自激振荡的原因主要有以下几种： 1、 过激励可能引起自激；

2、 电源纹波过大可能引起自激； 3、 外界强干扰可能引起自激或过流； 4、 局部过热也会引起寄生振荡。

自激振荡在实际电路按照自激频率又可分为低频振荡和高频自激。不同的振荡方式会有不同排查方法。

低频振荡是功率放大器烧管的主要原因。

1）多数低频振荡是由谐振回路中的扼流圈和隔直或旁路电路构成。在可能的情况下，

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力求减小扼流圈的个数，并适当选择扼流圈的电感量和隔直或旁路电容容量或扼流圈中串小电阻或并大电阻，降低Q值；

2）热反馈效应。较高温度下，硅片本证激发增加，从而影响了杂散发射少子运动失常，导致寄生振荡；

3）电源馈电网络。馈电网络应该看成输出匹配的一部分。电源去耦不良、纹波过大，从而引起功放管的负载特性改变而导致自激；另外，适当改变直流馈电点和馈电线的位置，减少直流和交流之间的耦合也可以提高电路稳定性；

4）引线电感和接地不良也引起振荡。

超高频振荡寄生振荡是电路中的极间电容、元件分布参数（如功放管引线电感、匹配电容的寄生电感等）构成。因此消除超高频自激振荡的措施就是：采用短粗引线，以减少引线电感；改善接地；匹配电容尽量采用寄生电感小的高频电容。

提高电路稳定的一般方法有：（1）输入串RC并联网络；（2）输入、输出并电阻；（3）反馈技术；（4）供电电感并电阻；（5）供电电源磁珠并联小电阻；（6）改善接地；（7）降低功放管静态直流偏置等

车台例子：

1、现象及数据：在调试测试MD610样机过程中，发射状态下测试输出功率频谱，频谱图中除主波（工作频率）外，还寄生有杂散频谱。一开始以为是功放电路自激造成，改动电路偏置匹配参数，寄生杂散频谱位置没有变化。数据记录描述如下：

1） 发射403MHz时，在f=134.2888MHz、268.625MHz处出现寄生杂散； 2） 发射435MHz时，在f=289.999MHz处出现寄生杂散；

3） 发射470MHz时，在f=134.269MHz、234.9519MHz处出现寄生杂散；

由于134.2888/19.2=7；268.625/19.2=14；289.999/19.2=15；234.9519/19.2；可以看出杂散分量处于19.2MHz的谐波点，据此推断放大电路受到了19.2MHz振源的谐波干扰。

2、问题定位过程：19.2MHz信号主机板上有两个部分：FGU及AD9864的19.2MHz晶振和OPAM的19.2MHz。根据下面过程进行排查：

1）排查FGU 19.2MHz晶振。断开晶振供电磁珠L109，供电电感L141、L100，开机发射，测试输出功率谱，杂散仍然存在。说明干扰源不是FGU 19.2MHz，可以大致判定为OPAM的19.2MHZ为干扰源；

2）关掉FGU晶振条件下，不加输入信号，开机发射，分别测试RD01输出端、输入端，测试发现383.99MHz杂散，而383.99/19.2=20。可见19.2MHz的20次谐波串扰进放大电路；

3）19.2MHz的20次谐波是怎么串扰进放大电路，检查PCB Layout发现，3V3D经过OPAM和PA两个部分。相对位置如下图示，

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3V3D位置图

直接测试3V3D，发现3V3D线上寄生有383.99MHz的信号。

3、总结：3V3D受到19.2MHZ干扰，又由于3V3D位于电路板层的第二层，发射主放大参考地位第三层，3V3D与发射主放大电路没有地层隔离，结果是3V3D的干扰信号串扰进了发射主放大电路，造成发射功率谱中出现杂散。

9 传导杂散

10、 辐射杂散 11、 频率拖动

12、 功率上升和下降 车台功率及下降控制：

本条将车台与手台TX功率上升及下降斜线统一在一起说明,时序中的不同之处见下面说明: 大功率发射上升时序：TX(手台为PS-TC)----Final_bias(手台无此项)----TV_APC(手台为APC/TV1)。

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Slot1TDMA Slot30msSlot2TX100usFinal_bias25us50usSlot2APC-250us1000us-1000us250us设设设设设设设27.5ms设设设设此功率上升时序需看实际测试情况不断优化，详细请参考HTS。

上升斜线：

MOD1在OFF SLOT第2975uS打开；TX在SLOT ON时打开；Final_Bias 比TX 延迟25uS；TV_APC比TX延迟50uS；发射功率RF OUT在APC打开1200uS后达到最大输出。

下降斜线：

TV_APC在SLOT ON还剩余1250uS时关闭；Final_Bias 在SLOT OFF延迟50uS关闭；在SLOT OFF延时100uS时关闭；MOD1在SLOT OFF延时250uS时关闭。其中发射功率RF OUT在TX关闭时功率降为零。

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第四章 可靠性验证

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FGU模块调试规范

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FGU（frequency generate unit）模块是要分别给发射通路和接收通路提供一个适当的本振信号。FGU电路的主要组成部分如下：

1、 VCO电路 2、 BUFFER电路 3、 锁相环电路 4、 调制单元电路 具体调试工作

1、VCO的开环调试

VCO性能对整个FGU模块的性能有重大的影响，可以说是整个FGU调试的一个重点。VCO的主要电性能指标：

 振荡频率范围  CV电压

通常在1—3.6V左右，上下都要留有足够的余量。  相位噪声水平

12.5kHz处，通常开环在-121dBc/HZ左右  杂散点

要求杂散的幅度在-85dbm以下。  压控灵敏度Kv  输出的幅度

具体参考TRD指标，出相关数据

2、反馈回路信号的调试

反馈信号即是从VCO反馈到锁相环的信号，调试过程中要重点保证这个信号的质量，要抑制掉干扰信号、噪声等。对于md780 V段，就是要调一个带通滤波器，提取出VCO的二次谐波，抑制掉基波和高次谐波。带通滤波器电性能指标：

 带内插入损耗

带内在-3dB以内，经过带通以后输入到PLL的幅度在-10—-15dBm左右。  带外抑制

带外抑制达到-40dB以上  带宽和中心频率

注意带通滤波器的带宽两边要留有不小于10MHz的余量，以利于批量生产。

3、锁相环闭环调试

开环VCO调试好，烧录正确的软件后，闭环调试主要工作就是调节好环路滤波器。调试中需要关注的几个指标：

 闭环的CV电压、加上屏蔽罩时的CV电压  环路带宽  闭环相位噪声  相位裕度范围

通过软件仿真，相位裕度范围36—60。 具体参考TRD指标，出相关数据

4. Buffer的调试

根据发射和接收两通路的要求，需要对VCO的输出信号经过两级放大，达到一定的输出幅度，幅度的平坦度在1dB以内。

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 兼顾对二次谐波的抑制  消除自激

 关注相位噪声的大小

 高低温下，BUFFER输出幅度大小的变化要达到要求，幅度变化要在3个dB以内。  具体参考TRD指标，出相关数据

5杂散点测试与优化

 闭环的杂散  小数杂散点

小数杂散点的频点为鉴相频率的整数倍。  杂散的抑制和滤除电路 6锁定时间测试

 测试发射、接收频点切换时候的锁定时间。  快锁电路的工作 7调制电路调试

调节变容管的偏置电路，优化指标,主要指标：

 调制灵敏度

车台的调制灵敏度为80mv左右。  调制限制范围

常温下，一般小于4.8Khz 信噪比

 调制平坦度指标

平坦度在0.3dB以内  FSK、BER 8参数一致性验证

根据前面调节好的参数，手改几块板子，测试相关的电性能指标。重点关注：

 CV电压

 Buffer输出幅度  相位噪声 9高低温实验

模块的高低温实验，高温85度，低温-40度。确保高低温情况下，模块的性能指标达到要求。其间，重点关注的指标有：

 输出的幅度变化情况

 高低温下，是否有失锁现象  高低温下的调制限制

 高低温下的CV电压偏移，是否有足够的余量  高低温下的相位噪声水平、信噪比、FSK 10整机性能

级联其他模块，进行整机指标的测试，对比整机指标较之模块性能是否有变差。如有恶化，需要找到烦扰源，消除影响。

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